Шпаргалка по "Безопасности жизнедеятельности"

      Задающим  сигналом системы является напряжение  задания, подаваемое в двух уровнях напряжения: минимальное зп,min U и максимальное зп mач U , для улучшения динамических режимов на регулятор АА1 дополнительно вводятся сигналы, пропорциональные производной Uта , 1-й квадрату Uта , 2 активной составляющей тока статора, обеспечивающие соответственно демпфирование колебаний ротора и форсировку тока возбуждения при набросе нагрузки на синхронный двигатель. Кроме этого, система электропривода ограничивает минимальное и максимальное значения тока возбуждения, определяемые выходом СД из синхронизма и его нагревом. Минимальное значение тока возбуждения задается в виде уставки Uзтв,min, подаваемой на регулятор АА2, а максимальное – через регулятор АА1 в виде напряжения ограничения Uогр. Это напряжение формируется в дополнительном пропорциональном регуляторе тока возбуждения АА3, на вход которого подаются уставки: максимального значения тока возбуждения Uзтв,max и напряжение обратной связи Uтв,ср, пропорциональное среднеквадратичным значениям токов статора и ротора, получаемое с интегратора AJ. На входе AJ напряжение задания тока Uзт сравнивается с сигналами, пропорциональными полному току статора Uтс и току возбуждения ротора Uтв. При превышении этими токами значений уставки тока задания Uзт интегратор начинает интегрировать, выходя из насыщенного состояния, соответствующего Uзт, что и обеспечивает снижение напряжения Uогр. и, соответственно, напряжения задания контура тока возбуждения Uзтв и значения тока возбуждения. Рис.5.42

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

16)Система частотного управления синхронного электропривода

     Регулируемый по скорости СЭП при наличии соответствующей системы управления по своим динамическим характеристикам может быть равноценен приводу постоянного тока с подчиненным регулированием.

      При этом  статические характеристики и  некоторые электродинамические показатели будут лучше. Создание тиристорных (транзисторных) преобразователей частоты позволяет расширить область применения частотно-регулируемого синхронного электропривода на средние и большие мощности.

      В системах  синхронного электропривода используются преобразователи частоты как со звеном постоянного тока с АИН и АИТ, так и преобразователи частоты с непосредственной связью (НЧПС), работающих в режимах источников напряжения или тока. Такие СУЭП позволяют обеспечивать двухзонное регулирование скорости, как вниз так и вверх от

синхронной скорости. При  регулировании скорости СД необходимо вместе с

регулированием частоты f осуществлять регулирование напряжения U. Закон изменения U и f аналогичен законам в АД, но системы управления СД проще из-за отсутствия необходимости стабилизации скорости при изменении нагрузки. Это позволяет использовать разомкнутые СУЭП(скорости) с регулированием напряжения и частоты и применить их при продолжительных режимах работы, основное значение которых имеют место в установившееся режимы.

      В динамике  такие СУЭП обеспечивают частотный пуск синхронного двигателя с небольшим быстродействием. Для обеспечения большего быстродействия электроприводов, в кратковременных и повторно-кратковременных режимах, используются замкнутые системы регулирования скорости и момента с управлением преобразователями частоты в функции

положения ротора или положения  результирующего вектора потокосцепления. Для такихьсистем применяется векторное управление.

       Схема  двухфазной модели синхронного  двигателя приведена на рисунке:

Рис 5.44

В синхронном двигателе (СД) ротор вращается синхронно сполем статора и при работеьв двигательном режиме ротор отстает от поля статора на угол Θ =ϕ −ϕ ₀ , где ϕ₀=ω₀t угол,ьопределяемый вращением поля статора, а ϕ =ω t -вращением (положением) ротора. Синтез таких СУЭП удобнее осуществлять на базе дифференциальных уравнений обобщенной машины, записанных в осях d,q при ω_к =ω с учетом наличия на роторе СД обмотки возбуждения, когда ось d сориентированапо току возбуждения двигателя. Уравнения имеют

следующий вид:

 

Потокосцепления с учетом, что для явнополюсного ротора СД L_1d ≠L_1q и L_12d ≠L_1q

Вектор напряжения статора U₁ , определяющий поле статора, вращается со скоростью поля ротора, отставая от него на угол Θ , как и поле статора. Согласно рисунка 5.44 запишем:

где U1 – максимальное (амплитудное) значение напряжения статора.

С учетом выражения (5.149) момент двигателя выразим через магнитный поток возбуждения (потокосцепления В Ψ ) с учетом того, что m=3:

Имеются различные системы  регулирования скорости СД. В частности  для привода крупных шаровых мельниц наиболее широкое распространение получили СД мощностью 6 МВт и более. При такой мощности серьезную проблему составляет изготовление надежных редукторов. Поэтому используют безредукторные системы электропривода с СД с частотой вращения 10-12 об/мин.

На схеме приведены  следующие обозначения: AJ-задатчик интенсивности ; AR,AL,AA- регулятор скорости, тока возбуждения, фазного тока ; ПК1,ПК2- преобразователи координат; UL- возбудитель; UZ- преобразователь частоты; М-синхронный двигатель; BQ- датчик положения ротора; BR-тахогенератор.

Схема16

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

17) Непрерывные  системы управления положением  ЭП. Режимы позиционирования и  слежения.

При рассмотрении следящего  привода в режиме позиционирования по значениям промежуточных координат  различают три случая: малые перемещения, когда регуляторы всех трех контуров привода не выходят в насыщение; средние перемещения, когда в  насыщение выходит регулятор  тока; большие перемещения, когда  в насыщение выходит и регулятор  скорости. Мы отмечали, что контуры  скорости и тока строятся в следящем приводе так же, как в системах регулирования скорости. Аналогичной  будет и настройка этих контуров. Настройку регулятора положения  рассмотрим отдельно для каждого  из перечисленных случаев.

9.2.1. Настройка в случае  малых перемещений

Базовое значение напряжения на выходе регулятора положения определяется как U_рпб. За базовое значение угла принимается угол, на который повернется рабочий орган при постоянной скорости ω = ω_б за время t = t_б: φ_б = ω_б t_б / q, где q – передаточное отношение редуктора. Тогда базовое значение напряжения датчика угла будет U_дуб = k_ду k_дс φ_б. Учитывая, что угол связан со скоростью интегральным соотношением, в относительных единицах имеем φ = ω / (t_б p). Структурная схема привода в относительных единицах получит вид рис. 9.2.а.

Рис. 9.2.a. Структурная схема  следящего привода 
в режиме позиционирования при малых перемещениях, 
представленная в относительных единицах

В соответствии с ней передаточная функция разомкнутой системы  записывается выражением

.

Для определения параметров регулятора положения заменим замкнутый  контур скорости апериодическим звеном

где T_ωз = 2 T_μω – эквивалентная постоянная времени замкнутого контура скорости. Тогда согласно (7.13) для настройки системы на оптимум по модулю надо применить пропорциональный регулятор скорости

.

Удобно за базовое значение времени принять t_б = 1 с. Тогда

(9.1)

 

Связь между коэффициентом  усиления в абсолютных и относительных  единицах определяется соотношением

(9.2)

 

В настроенной таким образом  системе отработка ступенчатого управляющего воздействия будет  соответствовать кривой А на рис. 7.5, а при U_вых = φ, U₀ = φ₀, k_ос = 1.

При воздействии на объект регулирования статического момента M_с заданное положение будет поддерживаться со статической ошибкой, которую просто определить непосредственно из структурной схемы. Принимая W_рп(p) = k_рп, φ = ω = 0 и учитывая, что передаточный коэффициент замкнутого контура тока равен единице, в результате преобразований структурной схемы получим

(9.3)

При этом обмотка якоря  обтекается током i_я = M_с.

Случай малых перемещений  не является характерным для режима позиционирования, а выбор передаточного  коэффициента РП по выражению (9.2) не обеспечивает требуемых динамических свойств привода в случае больших и средних перемещений.

9.2.2. Настройка в случае  средних и больших перемещений

Для того чтобы в замкнутой  системе привода при обработке  заданного углового перемещения  происходило управление двигателем, близкое к старт-стопному, необходимо обеспечить вполне определенное, соответствующее  этому перемещению, значение передаточного  коэффициента РП.

Для того, чтобы найти требуемое  значение k_рп сделаем упрощающее допущение, принимая малую постоянную контура скорости равной нулю и потому считая, что коэффициент k_рс достаточно велик, поэтому даже при небольшом напряжении на выходе РП регулятор скорости выходит в насыщение. Тогда структурная схема следящего привода в абсолютных единицах получит вид (рис. 9.2.б).

Рис. 9.2.б. Структурная схема  следящего привода 
в режиме средних и больших отклонений угла

Обозначим значение скорости привода и отклонение углового положения  объекта регулирования от заданного  в момент времени t₁, когда должен произойти реверс двигателя соответственно ω₁ и δφ₁. Для того, чтобы реверс произошел именно в это время по сигналам обратной связи должно выполняться условие

(9.4)k_ду k_рп δφ₁ = ω₁ k_дс (9.5) ω₁ = ε₁ t₁ = 1/2 × ε₁ (1 + μ) t₀,

где согласно ε = (M – M_с) / J, μ = M_с / M – относительный момент на валу объекта регулирования, M – момент двигателя, приведенный к валу объекта регулирования, при насыщении регулятора скорости и регулятора тока, t₀ время переходного процесса при старт-стопном управлении. Отметим, что в данном случае время t₀, не регламентировано, а зависит от параметров привода и заданного значения угла. Эту зависимость просто найти из (1.48). Разрешим его относительно t₀.

При этом получим

(9.6)

Подставим это значение t₀ в (9.5) и найдем

(9.7) .

Из рис. 1.48 имеем:

(9.8) φ₀ = 1/2 × ω₁ t₀ ,

(9.9) δφ₁ = 1/2 × ω₁ t₂ ,

где t₂ = 1/2 × (1 - μ) t₀.

Отсюда (9.10) φ₀ = 2 δφ₁ / (1-μ).

Подставим полученное значение φ₀ в (9.7) и получим

(9.11) .

Подставим ω₁ из (9.11) в (9.5) и найдем

(9.12)

Из последнего выражения  следует, что значение коэффициента регулятора при переходном процессе при больших и средних отклонениях  должно меняться по параболическому  закону. В этом случае при любых  начальных значениях отклонение угла φ₀ будет обеспечен оптимальный переходный процесс отработки рассогласования без перерегулирования и момента нагрузки M_с.

Нелинейная характеристика регулятора, соответствующая выражению (9.12) представлена на рис. 9.3 (кривая 1).

Рис. 9.3. Выходная характеристика нелинейного регулятора

При δφ → 0 передаточный коэффициент регулятора теоретически должен стремиться к бесконечности, что может привести к потере устойчивости системы. Чтобы избежать этого начальный участок характеристики делают линейным (прямая 0, а, б) и соответствующим настройке контура положения на оптимум по модулю в случае малых перемещений. В результате получаем характеристику 2 с изломом точке «а» при угловом рассогласовании δφ₂. Реальные условия работы системы отличаются от рассмотренных наличием момента сопротивления и инерционности в цепи управления током. Последнее обстоятельство ведет к тому, что торможение надо начинать несколько раньше, чем в идеализированном случае. С учетом этого линейную и нелинейную характеристики согласуют в точке «б» и получают выходную характеристику 3.

9.3. Система управления  положением в режиме слежения

Оценка качества следящего  привода осуществляется по следующим  показателям: точности слежения, запасу устойчивости и помехоустойчивости.

Полная количественная оценка точности системы может быть произведена  в результате рассмотрения ее работы в условиях совместного влияния управляющего и возмущающего воздействий. Кроме того, на точность следящего электропривода оказывают влияние: инструментальная погрешность датчика задания и датчика положения объекта, кинематическая погрешность изготовления редуктора, люфт, дрейф нуля усилителей, и др. В дальнейшем мы постараемся оценить влияние каждой из этих составляющих на общую точность следящей системы. При рассмотрении принципов построения системы целесообразно разделить ее реакцию: на основное возмущение и на управляющее воздействие в условиях отсутствия помех.