Разработка передатчика низовой радиосвязи

 

2. Расчет усилителя  мощности

 

Требования к усилителю мощности:

• рабочая частота – 27 МГц;
• выходная мощность – не менее 10 Вт.

Мощность, отдаваемая транзистором, с учетом потерь в выходной цепи (10-20%):

 

Р = 10 Вт + 10% = 11 Вт (2.1)

 

Такую мощность на верхней частоте может обеспечить транзистор КТ903Б – Р_доп = 17 Вт. Данный транзистор выбирается с учетом требований, изложенных в [1], согласно которым, СВЧ транзисторы в усилительном режиме целесообразно использовать по мощности не менее, чем на 40-50%, и не более, чем на 75%. Рабочая частота усилителя мощности f = 27 МГц удовлетворяет условию f_гр = 1,5-2 f = 40 МГц, где f_гр – граничная рабочая частота транзистора.

 

Таблица 1. – Параметры транзистора КТ903Б

Предельные эксплуатационные данные
Максимальное напряжение на коллекторе, В	60
Максимальное напряжение эмиттер-база, В	4
Максимальный ток коллектора, А	10
Максимальная температура кристалла, Со	115
Максимальная температура корпуса, Со	85
Максимальная рассеиваемая мощность, Вт	30
Начальный ток коллектора, А	2,6
Параметры типового режима
Частота, МГц	40
Напряжение на коллекторе, В	30
Напряжение в нагрузке, Вт	17
Электрические параметры и параметры  эквивалентной схемы
Крутизна линии граничного режима, См	0,4
Частота, МГц	120-180
Пороговое напряжение, В	0,7
Емкость коллектора, пФ	100
Емкость эмиттера, пФ	1000
Распределенное сопротивление базы, Ом	2
Распределенное сопротивление эмиттера, Ом	0,05
Индуктивность выводов базы, нГн	10
Индуктивность выводов коллектора, нГн	10
Индуктивность выводов эмиттера, нГн	110

 

2.1 Схема усилителя мощности

 

Схема усилителя  мощности приведена на рисунке 7.

 

Рисунок 7. – Схема усилителя мощности оконечного каскада

 

Назначение  элементов схемы усилителя мощности:

• R1 и R2 – используются как делитель напряжения для обеспечения смещения в базовой цепи выходного транзистора;

• С1 и С5 – разделительные емкости;
• L2 – блокировочная индуктивность;
• С3 – блокировочная емкость;
• L1 и С2 – входная согласующая цепь;
• L3 и С3 – выходная согласующая цепь.

 

 

2.2 Расчет режима работы и энергетический расчет

 

Выбираем  амплитуду импульсов коллекторного  тока i_{k max} из условия:

 

i_{k max} ≤ (0.8 … 0.9) ∙ i_{k доп}, (2.2)

 

где i_{k доп} – допустимая амплитуда импульсов коллекторного тока;

 

i_{k max} = 0.8 ∙ 10 = 8 А. (2.3)

 

Выбираем  напряжение источника питания из условия:

 

Е_п ≤ U_{к доп} /2, (2.4)

где U_{к доп} – допустимая амплитуда напряжения на коллекторе;

Е_п ≤ 60 / 2 = 30, выбираем Е_п = 20 В.

Рассчитываем  коэффициент граничного режима работы активного элемента:

 

о_гр = 1- i_{к max} / S_гр∙ Е_п = 1- 8 / 5 ∙ 20 = 0,8, (2.5)

 

где S_гр – крутизна граничного режима.

Найдем  амплитуду импульсов первой гармоники  коллекторного напряжения:

 

U_k1 = о_гр ∙ Е_п = 0.8 ∙ 20 = 16 В. (2.6)

 

Определим амплитуду импульсов первой гармоники  коллекторного тока:

 

I_k1 = б₁(и)∙ i_{k max} = 0.5 ∙ 8 = 4 А, (2.7)

 

где б₁(и) – коэффициент Берга, и = 90˚.

Рассчитаем  постоянный ток, потребляемый коллекторной цепью транзистора

 

I_k0 = б₀(и)∙ i_{k max} = 0.318 ∙ 8 = 2.54 А, (2.8)

 

где б₀(и) – коэффициент Берга, и = 90˚.

Найдем  мощность первой гармоники:

 

P₁ = I_k1 ∙ U_k1 / 2 = 4 ∙ 16 / 2 = 32 Вт. (2.9)

 

Определим мощность, потребляемую от источника  питания:

 

P₀ = I_k0 ∙ E_п = 2,54 ∙ 20 = 50,8 Вт. (2.10)

 

Рассчитаем  мощность, рассеиваемую на активном элементе:

 

P_рас = Р₀ – Р₁ = 50,8 – 32 = 18,8 Вт. (2.11)

 

Найдем  К.П.Д. усилителя:

 

з = Р₁ / Р₀ = 32 / 50.8 = 0,63, т.е 63%. (2.12)

 

Определим амплитуду управляющего заряда:

 

Q_y1 = i_{k max} / [щ_гр ∙ (1- cos и)]= 8 / [2 ∙ р ∙ 100 ∙ 10⁶ ∙ (1- cos 90˚)] = 1,2 ∙ 10^-8 Кл (2.13)

 

где щ_гр – граничная частота работы транзистора, и – угол осечки коллекторного тока.

Найдем  постоянную составляющую напряжения эмиттерного  перехода:

 

U_эп = u_отс – г₀ (р –и) ∙ Q_y1 /C_э = 1 – 0.5 ∙ 12 ∙ 10^-9 / 2300 ∙ 10^-12 = -0.76 В, (2.14)

 

где u_отс – напряжение отсечки, г₀ – коэффициент Берга, C_э – емкость эмиттерного перехода.

Определим минимальное мгновенное напряжение на эмиттерном переходе:

 

u_{э min} = u_отс – (1 – cos (р –и)) ∙ Q_y1 / C_э = 1 – 12 ∙ 10^-9 / 2300 ∙ 10^-12 = – 4.5 В. (2.15)

 

Рассчитаем  выходное сопротивление транзистора:

 

R_k = U_k1 / I_k1 = 16 / 4 = 4 Ом. (2.16)

 

Определим коэффициент, показывающий во сколько  раз увеличивается входная емкость  транзистора за счет паразитной емкости  коллекторного перехода

 

ж = 1 + г₁ (и) ∙ щ_гр∙ С_к ∙R_k = 1 + 0.5 ∙2 ∙ р ∙ 100 ∙ 10⁶ ∙ 180 ∙ 10^-12 ∙ 4 = 1,0 (2.17)

 

где С_к – емкость коллекторного перехода.

Найдем  амплитуду первой гармоники тока базы с учетом тока через емкость  С_к:

 

I_б = щ ∙ Q_y1 ∙ ж = 2 ∙ р ∙ 27 ∙ 10⁶ ∙ 12 ∙ 10^-9 ∙ 1,0 = 2.036 A. (2.18)

 

Рассчитаем  сопротивление корректирующего  резистора, подключаемого параллельно  входу транзистора, служащего для  симметрирования импульсов коллекторного тока:

 

R_З = 1 / щ_в ∙ C_э = 1 / (2 ∙ р ∙ 3,4 ∙ 10⁶ ∙ 2300 ∙ 10^-12)= 23,1 Ом, (2.19)

 

где щ_в – частота, на которой модуль коэффициента усиления тока в динамическом режиме уменьшается в √2 раз по сравнению со статическим режимом. щ_в находится по формуле щ_в = щ_гр / B, где В – средний коэффициент усиления тока (30…40).

Определим мощность, рассеивающуюся на корректирующем сопротивлении:

 

= 0,295 Вт. (2.20)

 

Найдем  входное сопротивление транзистора:

 

R_вх = г₁ (и) ∙ щ_гр∙ L_э / ж = (0.5 ∙2 ∙ р ∙ 100 ∙ 10⁶ ∙ 1 ∙ 10^-9)/ 1 = 0.34 Ом, (2.21)

 

где L_э – индуктивность эмиттерного вывода транзистора.

Определим мощность, обусловленную прямым прохождением мощности в нагрузку через L_э и связанную с R_вх

 

P^’’_вх =I²_б1 ∙ R_вх / 2 = (2,036² ∙ 0.34) / 2 = 0.705 Вт. (2.22)

 

Рассчитаем  входную мощность, требуемую для  обеспечения заданной выходной мощности:

 

P_вх = P^’_вх + P^’’_вх = 0.295 + 0,705 = 1 Вт. (2.23)

 

Найдем  коэффициент передачи по мощности усилителя:

 

K_p = (P₁ + P^’’_вх) / P_вх = (32 + 0.705) / 1 = 32,705 (2.24)

 

Определим входную индуктивность усилителя:

 

L_вх = L_б + L_э / ж = (1 ∙ 10^-9 + 2 ∙ 10^-9)/ 1 = 3 нГн, (2.25)

 

где L_б – индуктивность базового вывода транзистора (справ.).

Рассчитаем  входную емкость усилителя:

 

С_вх = ж ∙ С_э / г₁ (р – и) = (1 ∙ 2300 ∙ 10^-12)/ 0,5 = 4,6 нФ. (2.26)

 

Найдем  усредненное за период колебаний  сопротивление коррекции R_пар.

 

R_пар = R_З ∙ г₁ (р – и) = 23,1 ∙ 0.5 = 11,55 Ом. (2.27)

 

2.3 Расчет цепи питания усилителя мощности

 

Выбор схемы  цепи питания.

Цепь  питания содержит источник постоянного  напряжения и блокировочные элементы. Благодаря блокировочным элементам  исключаются потери высокочастотной  мощности в источнике питания, и  устраняется нежелательная связь  между каскадами через источник питания.

В качестве схемы цепи питания выберем параллельную схему (рисунок 8), когда источник питания, активный элемент и выходная цепь включены параллельно. Последовательная схема цепи питания не будет использоваться, потому что требуется, чтобы выходная согласующая цепь пропускала постоянный ток.

 

Рисунок 8. – Схема питания усилителя

 

Емкость С_бл с индуктивностью L_бл и емкостью С_р образуют колебательный контур резонирующий на частоте меньшей рабочей частоты усилителя, что может привести к возбуждению колебаний. Чтобы исключить их применяют антипаразитный резистор R_ап и проектируют цепь питания как ФНЧ.

Определим блокировочную индуктивность из условия:

 

щ_min ∙ L_бл >> R_k (2.28)

L_бл >> R_k / щ_min = 4 / (2 ∙ р ∙ 27 ∙ 10⁶)= 23,6 ∙ 10^-9 Гн

 

Примем  L_бл = 0,1 мкГн.

Рассчитаем  сопротивление антипаразитного  резистора из условия:

 

R_ап << 0.1 ∙ R_k = 0,1 ∙ 4 = 0,4 Ом (2.29)

 

Примем  R_ап=0,2 Ом

Определим емкость блокировочного и разделительного  конденсаторов:

 

С_бл = С_р = L_бл / 2 ∙ R_ап = (0,1 ∙ 10^-6)/ (2 ∙ 0,2) = 250 нФ. (2.30)

 

 

2.4 Расчет цепи смещения усилителя мощности

 

Выбор схемы  цепи смещения.

Напряжение  смещения биполярного транзистора  в оптимальном режиме зависит  от входного напряжения, а следовательно  от входной мощности.

Обеспечить  требуемое напряжение смещения с  помощью фиксированного смещения нецелесообразно, поскольку изменение входной  мощности приведет к отклонению режима работы транзистора по постоянному  току от оптимального.

Для стабилизации режима работы транзистора применяют  комбинированное смещение, при этом к базе транзистора необходимо подвести постоянное напряжение отсечки u_отс и обеспечить автосмещение

 

U_авт = г₀(р – и) ∙ Q_y1 / C_э.(2.31)

 

Рассчитаем  требуемое сопротивление автосмещения и элементов схемы смещения:

 

R_см = , (2.32)

 

так как  и = 90˚ формула примет вид:

 

R_см = R_з = , (2.33)

 

где ф_в –постоянная времени на частоте щ_в (частота, на которой модуль коэффициента усиления тока в динамическом режиме уменьшается в √2 раз по сравнению со статическим режимом. щ_в находится по формуле щ_в = щ_гр / B, где В – средний коэффициент усиления тока) и находится по формуле

 

ф_в = 1/щ_в = 1 / 2 ∙ р ∙ 5 ∙ 10⁶= 31.8 нс.

R_см = 23,1 Ом.

 

Применяя  схему смещения, приведенную на рисунке 7, необходимо чтобы выполнялись  условия:

 

E_п ∙ R2 / (R1 + R2) = U_отс, (2.34)

R1 ∙ R2 /(R1 + R2) = R_см. (2.35)

 

Эти условия  выполняются при: R1 = 554,4 Ом ≈ 560 Ом и R2 = 24,1 Ом ≈ 24 Ом.

 

3. Расчет выходной нагрузочной системы усилителя мощности

 

Назначение  нагрузочной системы – фильтрация высших гармоник и согласование транзистора с нагрузкой. Для обеспечения фильтрации высших гармоник в усилителе мощности нагрузочная система настраивается на частоту первой гармоники сигнала. Настроенная в резонанс нагрузочная система обладает на частоте первой гармоники чисто активным входным сопротивлением. Согласование нагрузки заключается в том, чтобы, подключив нагрузочную систему к транзистору и к нагрузке, обеспечить оптимальное (критическое) сопротивление нагрузки транзистора R_к. при согласовании не должно нарушаться условие резонанса, должен обеспечиваться по возможности большой к.п.д. нагрузочной системы з_к, добротность нагрузочной системы должна оставаться достаточно высокой для сохранения хорошей фильтрации высших гармонических составляющих.