Расчет однотактного обратноходового преобразователя

Выбираем транзистор КП751А, являющийся аналогом IRF720.

 

 

Статические потери рассчитать просто - это произведение сопротивления открытого канала на квадрат среднеквадратичного первичного тока:

 

 

Необходимо помнить, что при повышении температуры сопротивление полевого транзистора резко возрастает, и при 120 °С увеличивается вдвое.

Теперь попробуем оценить динамические потери - для этого нам надо знать скорость выключения транзистора:

 

 

Суммарные потери будут равны:

 

 

Теперь можно посчитать ток, потребляемый схемой управления для переключения силового транзистора.

 

 

Включается транзистор когда напряжение на его стоке примерно равно входному напряжению (в нашем случае 162,6 В). При этом суммарный заряд его переключения составит 20 нКл. Выключается транзистор при нулевом напряжении (из-за влияния паразитной емкости трансформатора и самого транзистора), и здесь нам важен лишь заряд переключения затвора – 3,3 нКл.

Ток на включение транзистора составит:

 

 

Ток на выключение транзистора составит:

 

 

Суммарный ток, потребляемый схемой управления составит 0,49 мА.

 

 

Элементы в цепи управления силовым ключом (R9, D3)

 

Смысл этой цепочки - замедлить включение силового транзистора, оставив максимально возможную скорость его выключения - или даже увеличить ее. Мы ограничиваем ток заряда затвора резистором R9 и быстро разряжаем емкость затвора через диод D3. Диод D3 может быть любым быстродействующим, никаких особых требований к нему не предъявляется - широко распространенный КД521А вполне подойдет. Выбор резистора R9 более сложен. С одной стороны желательно максимально уменьшить скорость открывания силового ключа для снижения помех от быстрого разряда паразитной емкости трансформатора, а с другой - не допустить катастрофического возрастания динамических потерь в режиме короткого замыкания, когда блок неизбежно переходит в режим безразрывных токов.

Для оценки номинала резистора R9 время заряда паразитной емкости трансформатора можно выбрать таким, что бы бросок тока составлял десятую часть от номинального. Грубо оценив паразитную емкость трансформатора в 50 пФ, получим:

 

 

Посчитаем ток затвора, соответствующий такому времени открывания транзистора, исходя из общей энергии его переключения:

 

 

Если принять напряжение питания контроллера за 13,8 В, а напряжение плато Миллера за 3 В, то разница составит 10,8 В, и искомый номинал резистора R9 составит:

 

 

На практике это значение может быть несколько ниже, но надо учитывать, что больший бросок тока при включении силового транзистора заставит выбрать цепочку R10, C7 с большей постоянной времени, и увеличится длительность минимально возможного импульса. Это приведет к резкому росту тока короткого замыкания. Но слишком большое значение R9 приведет к резкому увеличению динамических потерь при открывании ключа, и опять же к большому перегреву силового транзистора при коротком замыкании на выходе.

То есть можно сказать, что оптимальное значение R9 будет лежать в диапазоне от нескольких десятков до полутора сотен Ом. В нашем случае остановимся на величине, близкой к расчетной и выбранной по ряду Е12: 27 Ом.

 

 

Датчик тока и его цепи (R11, R10, C7)

 

Датчик тока необходимо выбрать таким образом, что бы с одной стороны гарантировать нормальную работу блока при номинальной нагрузке, а с другой - начать ограничивать ток при как можно меньшей перегрузке.

Номинальный ток первичной цепи в худшем случае составляет:

 

При этом токе напряжение на входе ограничения тока контроллера (вывод 3) не должно превышать нижнего порога уровня срабатывания токовой защиты (0,9 В). То есть максимальное значение резистора R11 составит:

 

 

Выбираем резистор R11 по ряду Е24 номиналом 0,51 Ом.

В номинальном режиме на резисторе датчика тока будет рассеиваться мощность:

 

 

Цепочка R10, C7 служит для подавления выброса на токовом сигнале от форсированного заряда паразитной емкости трансформатора. Этот выброс никак не влияет на работу токовой защиты, но успешно сбивает контроллер, работающий в токовом режиме. Опять же, постоянная времени этой цепочки должна быть того же порядка, что и длительность выброса, оценочно посчитанная при расчете резистора R9, т.е. приблизительно 46,7 нс. В новых микропотребляющих сериях контроллеров уже введена задержка величиной 50÷150 нс, и внешняя цепь может не понадобиться. Абсолютные величины резистора и конденсатора не критичны в разумных пределах, как правило, резистор R10 выбирают не очень большим, в пределах 300 Ом÷1 кОм (лучше иметь импеданс этой цепочки поменьше для лучшей помехозащищенности), скажем, R10 = 470 Ом.

Тогда емкость конденсатора C7 составит:

 

 

Увеличивать постоянную времени данной цепочки ни в коем случае не рекомендуется - это приведет к увеличению минимально возможной длины управляющего импульса и, соответственно, к большим перегрузкам и перегревам при коротком замыкании на выходе.

 

 

Элементы запуска (R1, R2)

 

При подаче входного напряжения конденсатор С3 начинает медленно заряжаться через резисторы R1 и R2. В этот момент чип потребляет совсем незначительный ток, поскольку его внутренние схемы отключены внутренней схемой UVLO (Under Voltage Lock Out). Мы должны так выбрать резисторы запуска, что бы гарантированно обеспечить этот первоначальный ток. Этих резисторов должно быть обязательно два - требование стандартов электробезопасности - при выходе любого элемента из строя мы обязаны иметь ограниченный ток. Поэтому логично использовать чип-резисторы типоразмера 1206 с максимально допустимым напряжением 250 В каждый.

При минимальном входном напряжении сумма этих резисторов должна обеспечить ток запуска UC3844A – Istart = 0,5 мА (максимально), при этом напряжение на микросхеме должно подняться до напряжения старта чипа – Ustart = 17,5 В (максимально). Соответственно:

 

 

С небольшим запасом R1=R2=120 кОм. При максимальном входном напряжении на них будет рассеиваться:

 

 

Очевидно, что в этом случае также возможно использовать два резистора 1206, поскольку их суммарная рассеиваемая мощность 0,5 Вт.

В некоторых случаях вместо резисторов запуска применяется источник тока, отключаемый при выходе блока на стационарный режим, особенно это решение актуально при очень большом диапазоне изменения входного напряжения. Здесь за сигнал отключения источника тока обычно принимают наличие опорного напряжения на выводе 8.

 

 

Схема питания контроллера (D1, R4, C3)

 

После запуска ШИМ - контроллера, когда напряжение его питания достигло порога включения, подключаются все его внутренние схемы, и потребление резко возрастает. Кроме того, начинают поступать импульсы на затвор силового транзистора, и дополнительный ток потребляется на перезаряд его емкости. Выходное напряжение в начальный момент равно нулю, и начинает плавно возрастать по мере заряда выходных конденсаторов. Сейчас ШИМ - контроллер работает в режиме ограничения тока - длительность выходных импульсов определяется напряжением на датчике тока, а цепь обратной связи не работает, поскольку выходное напряжение еще не достигло нормы. Напряжение на обмотке питания также низко, и контроллер питается от энергии запасенной в конденсаторе C3. Соответственно, энергии в нем должно хватить на все время переходного процесса, и оно должно быть тем больше, чем больше емкость на выходе блока.

Сначала посчитаем ток, потребляемый контроллером от конденсатора С3. Он будет складываться из собственно тока потребления контроллера 17 мА (максимально) и тока на перезаряд емкости затвора (мы его нашли ранее, 0,49 мА). То есть суммарный максимальный ток потребления составит IPWM = 17,49 мА (максимально).

Контроллер включается при напряжении 14,5 ÷ 17,5 В, а отключается при 8,5 ÷ 11,5 В, но гистерезис постоянный и составляет ровно UHIST = 6 В.

Осталось найти время, в течении которого будет происходить переходный процесс. Для этого зададимся максимально возможной емкостью на выходе блока (допустим 4,7 мФ) и посчитаем, за какое время она зарядится номинальным выходным током:

 

 

Теперь можем найти минимально возможную емкость конденсатора C3:

 

 

Соответственно, если использовать обычный алюминиевый конденсатор , то можно быть уверенным, что наш блок будет устойчиво запускаться при суммарной выходной емкости до 4,7 мФ.

При коротком замыкании на выходе напряжение на обмотке питания не достигнет уровня, достаточного для работы ШИМ - контроллера, и цикл запуска будет происходить периодически. Посчитаем отношение времен работы блока на короткое замыкание и заряда конденсатора через резисторы запуска, когда силовой ток не течет через элементы схемы. Расчет будем вести для номинального напряжения сети 115 В.

Блок будет работать на короткое замыкание в течении времени, когда конденсатор C3 разряжается током потребления контроллера 17,49 мА на величину UHIST = 6 В:

 

 

Заряд С3 будет происходить через резисторы запуска суммарным сопротивлением 240 кОм током, соответственно:

 

 

Откуда время заряда:

 

Отношение . На самом деле эта величина есть просто отношение тока заряда конденсатора С3 к току его разряда. На практике это означает, что перегрев блока при коротком замыкании будет в 30 раз меньше при периодическом его перезапуске, чем при постоянной работе в режиме короткого замыкания. Но это соотношение зависит от входного напряжения - чем оно больше, тем больше будет перегрев блока при коротком замыкании.

Но на практике эта логика отработки короткого замыкания может давать сбои. Проблема связана с трансформированием колебаний от индуктивности рассеяния первичной обмотки на обмотку питания - при перегрузке эти выбросы заряжают С3 и не дают контроллеру выключаться. Поэтому для минимизации их влияния вводят интегрирующие элементы в цепь питающей обмотки, в нашем случае это резистор R4. Иногда ставят дополнительный RC фильтр с постоянной времени, большей чем постоянная времени цепи индуктивность рассеяния - паразитная емкость трансформатора. Вместо резистора можно также использовать или активный фильтр, или, лучше, небольшую индуктивность.

Проблема выбора резистора R4 достаточно сложна - с одной стороны он должен быть достаточно большим для эффективного интегрирования паразитных выбросов, а с другой стороны - не создавать слишком большого падения напряжения в режимах, близких к холостому ходу. Обычно его номинал составляет 10÷47 Ом.

Таким образом, интегрирующую цепь следует подбирать таким образом, чтобы блок устойчиво работал при минимально возможной нагрузке, и стабильно уходил в перезапуск при коротком замыкании - и обязательно во всем диапазоне питающих напряжений.

Зададимся резистором R4 номиналом 22 Ом.

 

 

Цепь подавления выброса от индуктивности рассеяния (D2, R3, C2)

 

Напряжение на демпфере в нашем случае желательно иметь не более 115 В, тогда при максимальном входном напряжении 118 В (166,9 В выпрямленного напряжения) напряжение на стоке силового ключа будет близко к максимально допустимому.

Конденсатор С2 должен иметь достаточно большую емкость, чтобы пульсации на нем были невелики, но и выше определенного предела выбирать этот конденсатор нет никакого смысла - увеличиваются габариты и цена. В нашем случае вполне разумным будет выбрать С2, как керамический конденсатор размера 1206 0,01 мкФ, 300 В. Оценить пульсации на нем возможно только в случае использования быстрого диода демпфера - но по большому счету они и не столь существенны.

Слишком маленький C2 приводит так же к дополнительным колебаниям в резонансном контуре C2 + индуктивность рассеяния трансформатора - и частоту этого контура хотелось бы иметь как можно больше.

Нет большого смысла в использовании RCD демпфера с «быстрым» диодом - гораздо лучше использовать TVS, поскольку потери энергии будут практически теми же самыми, а напряжение будет зафиксировано гораздо жестче. Поэтому в нашем случае будем использовать относительно «медленный» диод с максимальным временем восстановления 2,5 мкс S1J, и подберем сопротивление резистора R3 таким образом, что бы при максимальной перегрузке (с учетом разброса компонентов и параметров) напряжение UCL не превышало 115 В. В нашем случае R3 = 100 кОм.

Мощность, рассеиваемая на нем, составит:

 

 

Логично использовать три последовательно соединенных резистора размера 1206, поскольку помимо рассеивания мощности напряжение велико UCL для одиночного резистора 1206. Будем использовать три последовательно соединенных резистора 1206 33 кОм 5%.

Когда используем «медленный» диод в демпфере, надо уделять особое внимание режимам с малым током нагрузки, когда из-за слишком малого времени передачи энергии в нагрузку конденсатор C2 будет перезаряжаться током намагничивания, вызывая сильный нагрев силового ключа и трансформатора.

 

 

Выходной диод (D4)

 

Для низких выходных напряжений рационально использовать диоды Шоттки, как обладающие низким прямым падением напряжения и отличными частотными свойствами. При более высоких выходах, начиная примерно от 24 В, используют сверхбыстрые диоды - широко распространенные диоды Шоттки выпускаются на напряжение только до 100 В.