Расчет однотактного обратноходового преобразователя

 

 

Оглавление

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Введение

 

Преобразователь с передачей энергии на обратном ходу (обратноходовой преобразователь, Flyback, флайбэк) можно назвать одной из самых популярных топологий импульсных источников питания. Область его широкого применения ограничена конверторами низкой и средней мощности как стандартного применения, так и эксклюзивных решений. Причем разработчики серийной продукции любят его за предельную простоту и дешевизну, а некоторые его уникальные свойства позволяют решать весьма нестандартные задачи. Но по своим энергетическим характеристикам обратноходовой преобразователь значительно уступает большинству других топологий. Можно сказать, что оптимизация его невозможна без компромиссов, и разработчикам необходимо хорошо представлять себе все процессы в нем и влияние элементов схемы друг на друга и на характеристики изделия в целом - обратноходовой преобразователь является уникальной топологией в плане взаимосвязанности всех процессов. Если, например, расчет трансформатора для топологий с передачей энергии на прямом ходу (прямоходовой преобразователь Forward, двухтактные преобразователи) достаточно линеен и сводится к минимизации потерь в трансформаторе при однозначно определенном коэффициенте трансформации, то в обратноходовом преобразователе выбор коэффициента трансформации далеко не очевиден, и приходится решать задачу со многими переменными. Сюда примешиваются и проблемы с конструкцией трансформатора из-за практически невозможной рекуперации энергии из индуктивности рассеяния, и большими значениями токов в обмотках.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Область применения

 

Основное преимущество обратноходовой топологии - дешевизна и малое количество компонентов. Поэтому практически все сетевые источники питания до мощностей 30÷50 Вт строятся по ней. Но существуют и ограничения.

С понижением выходного напряжения область оптимального применения данной топологии смещается в область меньших мощностей. Причина - большие импульсные токи на вторичной стороне, что приводит к повышенным потерям в обмотке, выходном выпрямителе и конденсаторах фильтра. Кроме того, возникают проблемы с выбором выходных конденсаторов, способных выдерживать большие импульсные токи. Например, при выходном напряжении 5 В и токе нагрузки в 10 А среднеквадратичное значение тока в выходном конденсаторе составит порядка 17 А, и обязательно возникнут проблемы с выбором конденсаторов с таким допустимым импульсным током. В результате фильтр приобретает громадные размеры, и стоимость его так же становится ощутимой. Но если мы захотим построить такой же 50-ваттный источник, но уже с выходным напряжением 24 В и током 2 А, то получим среднеквадратичный ток порядка 3,5 А, и здесь уже вполне можно обойтись всего двумя конденсаторами. Но вот при высоких выходных напряжениях прямоходовая и двухтактные схемы требуют большого коэффициента трансформации, что ведет к неприятным паразитным емкостям обмоток и, соответственно, к ощутимым броскам тока на первичной стороне. В обратноходовом же мы можем снизить коэффициент трансформации за счет повышения напряжения обратного хода. Кроме вышесказанного, при низких выходных напряжениях очень желательно использование синхронного выпрямителя. Но он получается чрезвычайно простым и эффективным только в прямоходовой топологии, при преобразовании энергии на обратном ходу его реализация возможна, но, во-первых, сопряжена с некоторыми схемотехническими трудностями, и, во-вторых, получается вовсе не столь эффективной.

Второе ограничение может быть связано с габаритами. Во-первых, несмотря на меньшее количество деталей, некоторые компоненты имеют относительно большие размеры, например трансформатор и выходные конденсаторы. Во-вторых, могут возникнуть проблемы отводы тепла за счет относительно худшего КПД. Например, если взять тот же самый 50-ваттный источник с выходным напряжением 24 В, то КПД в 85% будет неплохим результатом для обратноходового преобразователя. А вот прямоходовой источник с активным демпфером (Active Clamp Forward) может обеспечить КПД в 92%. В результате имеем потери - в первом случае 8,8 Вт, во втором - 4,3 Вт, что в 2 раза меньше.

Суммируя все вышесказанное, можно видеть, что определенных мощностных критериев оптимальности использования обратноходовой топологии нет. С одной стороны, вполне оправдано использование ее на приличных мощностях, до 150÷200 Вт (источник питания телевизоров), а с другой стороны может оказаться так, что уже при 30 Вт выходной мощности обратноходовой преобразователь окажется далеко не самым оптимальным решением.

Расчет и выбор компонентов

 

Рис.1. Схема однотактного обратноходового преобразователя.

На рис.1 приведена «классическая» схема обратноходового преобразователя на чрезвычайно широко распространенной микросхеме КР1033ЕУ11, являющейся отечественным аналогом микросхемы UС3844.

Будем рассматривать влияние каждого компонента на работу схемы и рассчитывать номиналы компонентов для преобразователя с параметрами:

Входное напряжение: 115 В с частотой 400 Гц.

Согласно ГОСТ Р 54073-2010 об общих требованиях и норм качества электроэнергии СЭС самолетов и вертолетов допустимые значения переменного напряжения 115 В – 108÷118 В, а для частоты – 380÷420 Гц.

Частота преобразования: 20 кГц.

Выходное напряжение/ток: 9 В, 5 A (PН = 45 Вт).

Коэффициент пульсаций: КП = 0,1%.

 

 

Входной конденсатор (C1)

 

Как и в любом сетевом блоке питания входной конденсатор выбирается исходя из компромисса между габаритами и пульсациями на нем. Как правило, пульсациями на частоте преобразования пренебрегают, поскольку емкость входного конденсатора заведомо значительно больше необходимой для подавления высокочастотных пульсаций. Рассчитаем необходимую емкость конденсатора, чтобы получить некое минимальное постоянное напряжение UРАБ min при минимальном постоянном напряжении сети UВХ min.Для этого определим входное напряжение преобразователя:

 

 

Примем рабочее входное напряжение

Предварительный КПД преобразователя примем равным 90%.

 

По стандартному ряду Е12 выбираем емкость входного конденсатора С1 равной 39 мкФ.

 

ШИМ - контроллер (U1)

 

Будем выбирать контроллер из семейства микросхем КР1033ЕУ1х, являющиеся отечественными аналогами микросхем семейства UС384х (чрезвычайно распространенный и дешевый чип, выпускаемый многими производителями). Выберем один из вариантов этой серии исходя из следующих соображений.

Сначала определимся с максимальным значением D - с ограничением в 50% или без него. Если не ограничиваться половинным значением максимально допустимого рабочего цикла, то можно несколько снизить пиковые токи на первичной стороне при том же самом диапазоне входных напряжений, но возникает следующая проблема: при снижении входного напряжения ниже расчетного мы неизбежно попадем в режим неразрывных токов трансформатора, что чревато многими неприятностями, и главная из них - возникновение субгармонических колебаний. Эти колебания на половинной частоте преобразования возникают при трех условиях: при токовом режиме, когда ток в дросселе неразрывен и D>50%. Для недопущения их приходится вводить дополнительные элементы, и все равно очень трудно гарантировать отсутствие этих колебаний в неких нерасчетных режимах. Субгармонические колебания могут приводить к выходу из строя силовых элементов, поэтому вероятность их возникновения - слишком высокая плата за небольшое снижение максимального пикового тока. Разумеется, данное соображение не может быть решающим, и в каждом конкретном случае необходимо оценивать риск с точки зрения проекта в целом. В нашем случае ограничимся 50 - процентным рабочим ходом, в большинстве случаев сетевых преобразователей это вполне оправдано. Кроме того, в данной серии чипов есть возможность ограничения величины рабочего цикла любой величиной, и все расчеты могут быть легко адаптированы под любое максимальное значение D.

Для сетевого источника питания крайне желательно иметь большой гистерезис питающего напряжения чипа - это значительно облегчает построение схем запуска и защиты.

Суммируя все вышесказанное, останавливаемся на микросхеме КР1033ЕУ11 как отвечающей всем условиям.

 

 

Частотозадающие элементы (C5 и R8)

 

В этих микросхемах реализован задающий генератор на следующем принципе. Сначала конденсатор С5 медленно заряжается через резистор R8 от опорного напряжения, а затем быстро разряжается внутренним ключом с фиксированным током разряда (8,3мА). Время разряда конденсатора через внутренний ключ определяет «мертвое» время - когда силовой ключ всегда закрыт. Соответственно, варьируя величины R8 и С5 можно не только задавать частоту преобразования, но и максимальное значение рабочего хода. В данном случае нам интересно получить как можно меньшее «мертвое» время, что бы максимально приблизить наш коэффициент заполнения D к 50%, конденсатор желательно иметь как можно меньшей емкости, а R8 должен быть как можно больше (исходя из графика в спецификации желательно его иметь в районе 25÷30 кОм). Формула для определения частоты преобразования так же приводится в спецификации:

 

 

Для чипов КР1033ЕУ11 и КР1033ЕУ12 эта частота должна быть вдвое больше, поскольку для получения 50-процентного рабочего цикла в них используется только каждый второй такт.

Выберем из стандартного ряда Е12 . Значение емкости конденсатора С5 составит:

 

 

По стандартному ряду Е12 задаемся значением

Уточним номинальную частоту переключения:

 

 

Выясним максимальное и минимальное значение частоты из-за разброса компонентов, а также максимальное значение D. В качестве С5 будем использовать керамический конденсатор с диэлектриком NP0 и допуском ±5%. Допуск на частоту внутреннего осциллятора так же составляет ±5% во всем диапазоне температур.

 

 

Теперь можно определить «мертвое» время. Здесь конденсатор С5 разряжается фиксированным током 8,3 мА (минимально 7,6 мА), и размах напряжения на нем 1,7 В (данные из спецификации). Поэтому «мертвое» время будет:

 

что составляет менее одного процента от периода преобразования. Поэтому возьмем минимальный уровень ограничения рабочего цикла из спецификации - 47%, и будем оперировать им.

Теперь определим минимально возможное время открытого и закрытого состояния ключа, когда чип пытается сделать максимально возможный D. Это будет при максимальной частоте преобразования и D=47%.

 

 

Итак, в самых неблагоприятных условиях мы можем нагнетать ток в трансформатор в течение 22 мкс, и разряжать трансформатор в течение 25 мкс.

 

 

Трансформатор (Т1)

 

Расчет трансформатора начнем с определения необходимых индуктивностей обмоток. Будем считать, что трансформатор должен находиться в режиме разрывных токов при перегрузке в 20%. То есть, за время 22 мкс мы должны запасти в трансформаторе ровно столько энергии, чтобы ее хватило на поддержание выходного напряжения:

 

 

Импульсный ток в первичной цепи:

 

 

С другой стороны, за время tО при приложенном входном напряжении этот ток будет изменяться по закону:

 

Решаем относительно L1 для наихудших условий - минимального входного напряжения, максимальной нагрузке и минимальной частоте fmin (поскольку при этом мы должны запасти больше энергии в трансформаторе).

В нашем случае максимальное значение индуктивности первичной обмотки:

 

 

Теперь легко найти ток в первичной цепи:

 

 

Сразу найдем среднеквадратичное его значение:

 

 

За время tЗ вся энергия из сердечника должна перейти в выходной конденсатор и в нагрузку, и к началу следующего такта ток в выходной обмотке должен успеть спасть до нуля. За время обратного хода к выходной обмотке приложено выходное напряжение UВЫХ плюс падение напряжения на выходном диоде UVD. В нашем случае в качестве выходного диода используем диод Шоттки, и прямое напряжение на нем примем за 0,5 В.

Поэтому можно сказать, что:

 

 

В то же время энергия, запасенная в трансформаторе

 

 

полностью переходит в нагрузку. Теперь решаем эти два уравнения относительно L2 для условия минимально возможной рабочей частоты:

 

 

Соответственно, ток во вторичной обмотке:

 

 

При этом коэффициент трансформации будет:

 

 

Напряжение на силовом ключе без учета индуктивного выброса будет:

 

 

Обратим внимание, что все приведенные цифры пока носят расчетный характер, при разработке конкретного трансформатора они будут уточнены. Здесь важно, что индуктивность первичной обмотки не может быть больше, чем 1,57 мГн, а индуктивность вторичной при этом – 10,65 мкГн.

Теперь произведем практический расчет трансформатора. Сначала надо выбрать типоразмер сердечника.  Однозначных рекомендаций здесь дать трудно. Для сетевых источников необходимо учитывать требования электробезопасности, в частности, пути утечки между первичной и вторичной стороной должны быть не менее 6 мм (в соответствии с отечественными стандартами). Соответственно, такой зазор должен быть и между витками первичной и вторичной обмоток, и это накладывает ограничение на минимальный размер стандартного каркаса. Как правило, становится очень проблематично использовать Ш-образные сердечники, меньшие, чем Е19-Е20. Кроме того, если планируется получать несколько выходных напряжений с одного трансформатора, то ограничивающим фактором может оказаться недостаточное количество выводов стандартного каркаса. С другой стороны, чем больше размер сердечника, тем меньшие потери в трансформаторе можно получить – меньше размах индукции и можно использовать большее сечение провода (уменьшатся удельные потери, но за счет большего объема материала выигрыш будет не столь значителен). Так что приходится или выбирать размер сердечника по соответствующему программному обеспечению, или интуитивно, на основе опыта, и по результатам расчета корректировать в ту или иную сторону.

Для диапазона частот 20÷400 кГц наилучшим выбором будет феррит, близкий по параметрам к ферриту N87 фирмы Epcos (Россия). Это дешевые материалы, обладающие в то же время очень низкими потерями при размахе индукции вплоть до 0,5÷0,6 Тл. Для мелкосерийных изделий, а также для получения минимальной массы трансформатора при мощности до 500 ВА, работающего на повышенных частотах 20÷100 кГц, возможно применение трансформаторов с тороидальным магнитопроводом. В этом случае в качестве материала обычно используется так называемый μ-пермаллой (материал с распределенным зазором). Это отечественные марки МП-60 и МП-140, или зарубежные материалы многих фирм (Micrometals, Epcos, Magnetics). Как правило, производители позиционируют их как материалы для дросселей, но по сути своей трансформатор обратноходового преобразователя и является дросселем. Используя тороидальные сердечники, сможем получить чрезвычайно низкую индуктивность рассеяния (вплоть до 0,5%) и значительно легче выдержать зазоры между обмотками. Но вот трудоемкость намотки и последующего монтажа гораздо выше. Потери в этих материалах на 20 кГц примерно на порядок выше потерь в ферритах, но за счет меньшего объема кольца абсолютные потери оказываются на вполне приемлемом уровне.